随着能源与环境问题的日益凸显，传统燃油汽 车向电动汽车转变已经越来越紧迫。 发展电动汽车 必须解决电池、电力驱动及其控制、整车轻量化、能 量管理等关键技术，因此，结构紧凑的高功率密度 电机控制器是电动汽车的关键部件， 而 IGBT 模块 是电机控制器中最为核心的器件[1] 。由于 IGBT 模块 在工作过程中产生的损耗不仅影响电机控制器的 工作效率，还会导致结温上升，对系统的可靠性产 生重要影响。 为设计可靠性高的高功率密度电机控制器，计 算 IGBT 模块的损耗和结温是一项至关重要的工 作。 国内外学者已较为深入研究了 IGBT 模块的损 耗计算方法，提出的损耗计算模型主要有基于物理结构和基于数学方法两大类[2,3] 。基于物理结构的 IGBT 损耗模型采用电容、电感、电阻、电压源和电流源等 元件模拟 IGBT 模块特性，利用电压、电流波形得到 IGBT 模块的损耗， 目前已有几种较为成熟的物理 仿真模型应用于 Saber、Spice 等软件。 该方法需要 熟悉 IGBT 模块的内部结构、 物理等效参数和微观 工作过程，然而获取等效参数的难度很大，因此该 方法较少应用于工程领域[4] 。 基于数学方法的 IGBT 模块损耗模型以大量试验测试数据为基础，用数学 函数（如指数、线性、多项式、三角形、数据手册插值 等）表示损耗与各影响因素之间的数量关系，从而 快速地计算出工作条件下的损耗[5] 。 Infineon 公司开 发的 IPOSIM 软件基于数据手册进行损耗计算，提 供的表格中包含了数百种 IGBT 模块的典型参数， 具有功能强大、使用方便等优点[6] 。 在设计一款电动汽车用高功率密度电机控制 器时，受空间体积限制，选择了一个集成六单元的 FS800R07A2E3 型 IGBT 模块直接构成三相逆变电 路，输出功率可达 80 kW。由于 IPOSIM 软件没有提 供该型号 IGBT 模块的损耗与结温计算功能， 且数 据手册中仅提供了采用 25℃50%水/50%乙二醇混 合物进行冷却的热阻曲线，电机控制器实际使用时 的冷却水温度可达 65℃，此时的冷却水热物性参数 已有较大变化，直接使用数据手册中的参数进行计 算必将产生较大的误差。 鉴于此， 本文分析了利用数据手册计算 IGBT 模块损耗和结温的方法，通过计算流体动力学 CFD （computational fluid dynamics） 软件 FLUENT 得到 实际冷却水温度下的热阻值，解决了数据手册中热 性能数据不完善的问题， 基于 Matlab 开发了损耗 及结温计算程序，可以计算出不同工况下的损耗和 结温等重要参数。 1 高功率密度电机控制器的结构 某电动汽车用高功率密度电机控制器如图 1 所 示，其主要由机壳、外盖、FS800R07A2E3 型 IGBT 模 块、控制板、接线座、水管等组成。 结构整体外形如图 1（a）所示，IGBT 模块如由图 1（b）所示，可以看出 IGBT 模块底板上有 662 个叉排的翅柱，与机壳一起 形成水冷散热器的结构，用于解决传统 IGBT 模块安 装在散热器上存在较大接触热阻的问题。 2 基于数据手册的损耗计算 IGBT 模块包含 IGBT 芯片和反并联的续流二 极管芯片。 IGBT 或二极管开通动作结束至关断动 作开始前， 芯片处于饱和导通状态而产生导通损 耗，其中芯片饱和导通压降与芯片流过的电流及结 温有关，而与直流母线电压无关。 IGBT 或二极管在 门极电压的控制下，由截止转换为导通或相反的过 程中，电压和电流存在明显的交叉重合区，会产生 开关损耗。 IGBT 和二极管的损耗受直流母线电压、 负载 电流、芯片结温、门极驱动电压、门极驱动电阻等因 素的影响。 实际驱动电路通常采用与数据手册测试 电路一样的门极驱动电压， 其影响详见数据手册。 然而直流母线电压、负载电流和芯片结温与具体的 应用条件有关，门极驱动电阻值与具体的驱动设计 有关，因此，计算 IGBT 模块损耗时必须考虑这 4 个 因素的影响。 2.1 IGBT 的导通损耗 FS800R07A2E3 型 IGBT 模块的数据手册给出 了特定结温（25 ℃、125 ℃和 150 ℃）下 IGBT 芯片 导通电压 Vce 与电流 Ic 之间的输出特性曲线 （见图 2），其中的门极驱动电压为 15 V。 为简化计算，以 图 1 高功率密度电机控制器的结构 Fig.1 Structure of high power density motor controller （a）整体 （b）IGBT 模块 正视图 俯视图 底板 翅柱 100 第 1 期 丁杰，等：高功率密度电机控制器的 IGBT 模块损耗及结温计算 图 2 中结温 Tj 为 125 ℃的曲线为例， 通过 1 号、2号 2 点的IGBT 导通电压与电流进行线性化处理，即 Vce = VT0+RceIc Rce = ΔVce ΔIc = Vce2-Vce1 Ic2-Ic1 1 # # ## " # # ## $ （1） 式中：VT0 为 IGBT 门槛电压；Rce 为 IGBT 通态等效 电阻。 由图 2 及式（1）可知：Tj=125 ℃时，VT0=0.8 V， Rce=1.012 mΩ。 任意结温 Tj 的导通压降 Vce_Tj 可根据图 2 中 Tj=25℃和 Tj=125℃的曲线线性插值计算求得，即 Vce_Tj = Vce_Tj 25+（Vce_Tj 125-VceTj 25） Tj-25 125-25 （2） 任意结温 Tj 的 IGBT 导通损耗瞬时功率为 Pcond_T= Vce_TjIc （3） 2.2 IGBT 的开关损耗 IGBT 开关过程中电压与电流的变化特点复 杂，因此，IGBT 的开关损耗大多利用数据手册中提 供的开关损耗试验测试数据，而非电压乘以电流的 方式。 数据手册给出了 IGBT 芯片在直流母线电压 为 300 V、 门极驱动电压为±15 V、 门极开通电阻 RGon 为 1.8 Ω、门极关断电阻 RGoff 为 0.75 Ω 时，单脉 冲开通能耗与关断能耗随集电极电流变化的曲线， 见图 3。 采用线性插值可得到开通能耗 Eon 和关断能耗 Eoff 与集电极电流之间的关系，即 Eon = Eon2-Eon1 Ic2 Ic+Eon1 Eoff = Eoff2-Eoff1 Ic2 Ic+Eoff1 1 # # # ## " # # # ## $ （4） 由图 3 可知：Tj=125 ℃时，Eon1=2.381 mJ，Eon2= 15.714 mJ，Eoff1=1.333 mJ，Eoff2=36.189 mJ。 为考虑实际驱动电路门极电阻的影响，可在数 据手册中开关能耗随门极驱动电阻的变化曲线查 出实际门极电阻对应的开通能耗 Eon（RG_real）、关断 能耗 Eoff（RG_real）以及测试电路门极电阻对应的开通 能耗 Eon（RG_data）、关断能耗 Eoff（RG_data）进行修正。 例 如：RG_data=1.8 Ω，RG_real=6.5 Ω，Tj=125 ℃时， 通过数 据手册中的曲线可知 Eon（RG_data）=10.526 mJ，Eoff （RG_data） =27.368 mJ，Eon（RG_real ）=52.631 mJ，Eoff（RG_real ）=43.789 mJ。 为考虑实际直流母线工作电压的影响，可分别 采用 IGBT 开通、 关断时刻的实际直流母线电压 Vdc_on_real、Vdc_off_real 除以测试电压 Vdc_data 得到的商进行 修正。 则式（4）修正为 Eon = Eon2-Eon1 Ic2 1 Ic+Eon1 &Eon（RG_real）Vdc_on_real Eon（RG_data）Vdc_data Eoff = Eoff2-Eoff1 Ic2 1 Ic+Eoff1 &Eoff（RG_real）Vdc_off_real Eoff（RG_data）Vdc_data 1 # # # # # " # # # # # $ （5） 任意结温 Tj 下的开通能耗 Eon_Tj和关断能耗 Eoff_Tj 可用图 3 给出的结温 125 ℃下的开通能耗 Eon_Tj 125、 关断能耗 Eoff_Tj 125 以及 150 ℃下的开通能耗 Eon_Tj 150、 关断能耗 Eoff_Tj150 进行线性插值，即 Eon_Tj = Eon_Tj 125+ （Eon_Tj 150-Eon_Tj 125） Tj-125 150-125 Eoff_Tj = Eoff_Tj 125+ （Eoff_Tj 150-Eoff_Tj 125） Tj-125 150-125 1 # # # ## " # # # ## $ （6） 2.3 二极管的导通损耗 二极管导通损耗计算方式与 IGBT 导通损耗类 似。 首先对图 4 所示的二极管正向特性曲线进行线 性化处理，然后通过 Tj=25℃和 Tj=125℃的曲线线性 图 2 Tj=125 ℃时输出特性的线性插值 Fig.2 Linear interpolation of output characteristics at Tj is 125 ℃ 图 3 Tj=125 ℃时 IGBT 开关能耗的线性插值 Fig.3 Linear interpolation of IGBT switching energy losses at Tj is 125 ℃ Eoff,Tj=150℃ 40 30 20 10 0 Eon,Eoff /mJ 0 200 400 600 800 Ic /A Eoff,Tj=125℃ Eoff2 Eon2 Eon1 Eoff1 Eon,Tj=125℃ Eon,Tj=150℃ Ic2 1 600 1 200 1 000 800 400 0 0 0.6 1.2 1.8 2.4 Vce /V Ic /A Tj=25℃ Tj=120℃ Tj=125℃ 2 1 ΔIc ΔVce VT0 101 电 源 学 报 总第 75 期 图 5 二极管反向恢复能耗随电流变化曲线 Fig.5 Curves of reverse recovery energy loss with current changes of diode 图 4 Tj=125 ℃时正向特性的线性插值 Fig.4 Linear interpolation of forward characteristics at Tj is 125 ℃ 1 600 1 200 800 400 0 0.5 1.0 1.5 2.0 VF /V IF /A Tj=25℃ Tj=125℃ Tj=150℃ 2 1 ΔIF ΔVF VF0 插值得到任意结温 Tj 的导通压降值 VF_Tj ， 最后由 VF_Tj 与正向导通电流 IF 相乘得到二极管导通损耗 瞬时功率。 VF= VF0+RFIF RF= Δ VF ΔIF = VF2-VF1 IF2-IF1 1 # # # # " # # # # $ （7） VF_Tj = VF_Tj 25+（VF_Tj 125-VF_Tj 25） Tj-25 125-25 （8） Pcond_D = VF_TjIF （9） 式中：VF0 为二极管门槛电压；RF 为二极管通态等效 电阻。 由图 4 及式（7）可知：Tj=125 ℃时，VF0=0.983 V，RF=0.637 mΩ。 2.4 二极管的反向恢复损耗 数据手册中二极管芯片在母线电压为 300 V、 门极开通电阻为 1.8 Ω 时单脉冲反向恢复能耗随 正向导通电流变化的曲线，见图 5。 反向恢复能耗 与电流之间的关系可表示为 Erec = Erec2-Erec1 IF2 0.6～0.8 IF 0.6～0.8 +Erec1 （10） 由图 5 及式（10）可知：Tj=125℃时，Erec1=0.857 mJ，Erec2=13.714 mJ。 由于二极管反向恢复损耗与电 流呈非线性关系， 电流的修正系数在 0.6~0.8 范围 内变化，例如：电流取 200 A，电流的修正系数为 0.725；电流取 400 A，电流的修正系数为 0.622。 为考虑实际驱动电路门极电阻值的影响，可利 用数据手册提供的反向恢复能耗随门极开通电阻 变化的曲线中查出实际门极开通电阻对应的能耗 值 Erec（RG_real）除以测试电路门极开通电阻对应的能 耗值 Erec（RG_data）进行修正。例如：RG_data=1.8 Ω，RG_real= 6.5 Ω，Tj=125℃时，通过数据手册中的曲线可知 Erec- （RG_data）=11.162 mJ，Erec（RG_real）=5.096 mJ。 为考虑实 际工作电压Vdc_rec_real 的影响，可采用 Vdc_rec_real 除以测 试电压 Vdc_data 得到的商进行修正。 式（10）修正为 Erec = Erec2-Erec1 IF2 0.6～0.8 IF 0.6～0.8 1 +Erec1 &Erec（RG_real）Vdc_rec_real Erec（RG_data）Vdc_data （11） 任意结温下的二极管反向恢复能耗可利用图 5 中结温 125 ℃、150 ℃下的反向恢复能耗 Erec_Tj 125、 Erec_Tj 150 进行插值处理，即 Erec_Tj = Erec_Tj 125+（Erec_Tj 150-Erec_Tj 125） Tj-125 150-125 （12） 2.5 逆变器持续工作的损耗 工程应用需要计算 IGBT 模块某一时刻的损 耗，也需要计算 IGBT 模块持续工作的损耗。开关频 率 fsw 影响 IGBT 的开关损耗和二极管的反向恢复 损耗，占空比影响 IGBT 和二极管的导通损耗。计算 各种情况下的持续工作损耗时， 可先对 IGBT 工作 的每个脉冲计算 IGBT 导通能耗 Econd_T_i、 开通能耗 Eon_i、关断能耗 Eoff_i 和二极管导通能耗 Econd_D_i、反向 恢复能耗 Erec_i， 再累加得到 N 个脉冲下的 IGBT 总 能耗 Etot_T 和二极管总能耗 Etot_D，或得到该时间段 ttot 内的 IGBT 损耗平均功率 Ptot_T_av 和二极管损耗平均 功率 Ptot_D_av。 计算公式为 Etot_T= N 移i=1 （Econd_T_i+Eon_i+Eoff_i） = Ptot_T_avttot Etot_D = N 移i=1 （Econd_D_i+Ereci） = Ptot_D_avttot 1 # # # # # # " # # # # # # $ （13） Tj=150℃ 18 12 6 0 Erec/mJ 200 400 600 800 IF /A Tj=125℃ Erec2 IF2 Erec1 102 第 1 期 图 7 热阻与压降曲线 Fig.7 Curves of thermal impedance vs pressure drop 3 基于等效热路模型的结温计算 3.1 稳态温度计算 IGBT 和二极管芯片工作产生的热量会导致芯 片结温上升，器件内部材料的热容特性和导热性能 会影响结温上升的速率和幅值。 FS800R07A2E3 型 IGBT 模块中集成了 6 个单元， 每个单元中包含距 离较近的 IGBT 和二极管芯片， 属于复杂的三维结 构问题。 为简化温度计算，数据手册假设每个芯片 完全独立，即单个芯片产生的热量不会对其他芯片 的温度产生影响， 从而得到一维的 IGBT 模块散热 模型，如图 6 所示。 芯片通过焊料焊接在敷铜陶瓷 衬板上，衬板再通过焊料焊接在铜基板上，铜基板 底部有许多翅柱用于强化冷却水的散热，芯片产生 的热量主要通过下方的多层结构传递到冷却水中。 稳定状态下的芯片结温 Tj 可根据芯片损耗平 均功率 Pav、 芯片至冷却水的热阻 Rth_jf 和冷却水温 度 Tf 计算，即 Tj = PavRth_jf+Tf （14） 图 7 是 FS800R07A2E3 型 IGBT 模 块 采 用 25℃50%水/50%乙二醇混合物进行冷却， 通过改变 入口流量得到的 IGBT 芯片、 二极管芯片的热阻曲 线和压降曲线。 入口流量为 10 dm3 /min 时，IGBT 芯 片至冷却水的热阻为 0.1 K/W， 二极管芯片至冷却 水的热阻为 0.14 K/W，冷却水通过 IGBT 模块的压 降为 10 kPa。 3.2 瞬态温度计算 为计算瞬态温度， 可以使用连续网络（Cauer） 和局部网络（Foster）两种不同的等效热路模型。 Cauer 模型可以针对模块的每一层材料使用相应独立的 热阻热容单元而获得其温度，反映器件内部真实的 热量传导过程。Foster 模型使用虚拟的节点，其热阻 热容参数不再与器件内部各层材料相对应。 由于 Foster 模型的参数比 Cauer 模型更容易通过试验测 量得到，故在数据手册中得到应用。 Foster 模型包含 n 层材料，已知每层的热阻 ri、 热容单元 ci，传热时间常数 τi=rici，则瞬态热阻抗为 Zth_jf（t） = n 移i=1 ri 1-e t τ i i # （15） 表 1 是 FS800R07A2E3 型 IGBT 模块中 IGBT 和二极管芯片的 Foster 模型参数。 利用式（15）和表 1 的参数可以得到如图 8 所示的 IGBT 和二极管芯 片瞬态热阻抗曲线。 不同时刻的芯片结温 Tj（t）可根据芯片损耗功 率 P（t）、瞬态热阻抗和冷却水温度 Tf（t）计算，即 Tj（t） = P（t）Zth_jf（t）+Tf（t） （16） 由于损耗与结温有关，结温又直接受损耗的影 响，利用上述公式时需要经过迭代计算才能得到相 应的结果。 丁杰，等：高功率密度电机控制器的 IGBT 模块损耗及结温计算 图 6 IGBT 模块散热模型 Fig.6 Heat dissipation model of IGBT module 输入功率 损耗 输出功率 芯 片 焊料 铜层 陶瓷（Al2O3） 铜层 焊料 基板 结温（Ｔj） 冷却水温度（Ｔf） 芯 片-冷 却 水 温 差 ΔTjf 芯 片-冷 却 水 热 阻 Rth_jf 1.140 0.136 0.122 0.108 0.094 Rth_jf /（ ·K Ｗ－１ ） 5 10 15 20 流量/（dm3 ·min-1 ） 30.0 22.5 15.0 7.5 0 压 降/kPa 二极管 Rth_jf 压降 ＩＴＧＢ Rth_jf 表 1 Foster 模型参数 Tab.1 Parameters of Foster model i IGBT 二极管 ri /K·W-1 τi /s ri /K·W-1 τi /s 1 0.006 2 0.000 5 0.012 6 0.000 6 2 0.022 0 0.020 0 0.039 1 0.017 0 3 0.023 8 0.058 0 0.041 7 0.053 0 4 0.038 0 0.450 0 0.033 1 0.390 0 5 0.010 0 2.190 0 0.013 5 3.200 0 103 电 源 学 报 总第 75 期 图 8 瞬态热阻抗曲线 Fig.8 Curves of transient thermal impedance 0.2 0.1 0.05 0.01 0.005 Zth_jf ·/K Ｗ－１ 0.001 0.010 0.100 1.000 10.00 t/s 二极管 ＩＧＢＴ 4 基于 CFD 计算的参数修正 数据手册中仅提供了采用 25 ℃50%水/50%乙二 醇混合物进行冷却的热阻抗曲线， 电机控制器实际 使用时的冷却水温度可达 65 ℃。 50%水/50%乙二醇 混合物在 25 ℃的密度为 1 071.8 kg/m3 、 导热系数为 0.289 W/m·K-1 、比热容为 3.130 kJ/kg·K-1 、动力粘度 为 4.015×10-3 kg/m·s-1 ， 在 65℃的密度为 1 043.0 kg/ m3 、 导热系数为 0.378 W/m·K-1 、 比热容为 3.345 kJ/ kg·K-1 、动力粘度为 1.525×10-3 kg/（m·s-1 ），说明温度 对冷却水的热物理参数有较大的影响[7] ，因此，针对 实际的使用条件， 直接采用数据手册中的参数进行 计算必将产生较大的误差。 为比较数据手册中提供的热阻值与 CFD 计算 结果的差异，利用 HyperMesh 软件建立了高精度的 网格模型，冷却水采用 25 ℃50%水/50%乙二醇混合 物，入口流量为 10 dm3 /min，设置 IGBT 芯片总损耗 为 600 W，二极管芯片总损耗为 0，即一个单元的 IGBT 芯片损耗为 100 W， 采用 FLUENT 软件的标 准 k-ε 模型可得到如图 9 所示的温度场分布。 图9 （a）表示高功率密度电机控制器整体的温度场分布， 最高温度 36.93 ℃出现电机控制器的内部。 图 9（b） 表示 IGBT 模块的温度场分布， 可看出 IGBT 芯片 上的最高温度为 36.93 ℃，相对于入口冷却水温度 而言，温升为 11.93 K，对应的 IGBT 芯片至冷却水 的热阻为 0.119 K/W， 高于数据手册的热阻数据 （0.1 K/W）。 热阻数据有差异的原因主要有：冷却水 流经 IGBT 模块时会有所升温， 处于冷却水下游的 芯片温度要高于上游；制作的机壳和器件厂商测试 条件有差异， 对内部的冷却水流动情况有一定影 响；6 组芯片的位置相邻， 对温度存在一定的相互 影响。 由 CFD 计算可知冷却水在槽道中的压降为 17.87 kPa，远高于数据手册的压降数据（10 kPa）， 这是由于电机控制器上包含了 2 个 90°弯管用于冷 却水的流入与流出，会产生较大的局部压力损失。 将二极管芯片总损耗改为 600 W，而二极管芯 片总损耗设置为 0，即一个单元的二极管芯片损耗 为 100 W， 由 CFD 计算可以得到二极管芯片上的 最高温度为 41.26 ℃，温升为 16.26 K，对应的二极 管芯片至冷却水的热阻为 0.163 K/W， 高于数据手 册的热阻数据 （0.14 K/W）。 将冷却水温度改为 65 ℃，其余条件相同，可以计算出 IGBT、二极管芯片 至冷却水的热阻分别为 0.113 K/W 和 0.154 K/W， 较冷却水温度 25 ℃时的热阻值有所下降。 因冷却 水动力粘度的大幅度降低，冷却水通过电机控制器 的压降减小为 7.17 kPa。 5 损耗及结温计算程序开发与应用 基于前面所述的损耗、结温计算方法和数据手 册中的参数， 利用 Matlab 软件的 M 语言开发了损 耗及结温计算程序，可以计算二电平三相桥式逆变 器不同工况下的损耗和结温等。 需要输入的参数主 要有：电机线电压、线电流、基波频率、功率因数、开 关频率和冷却水温度等。 输入电机线电压 259.8 V、线电流 400 A、基波 频率 50 Hz、功率因数 0.88、开关频率 8 kHz、冷却 （a）整体 （b）IGBT 模块 图 9 IGBT 芯片发热时的温度场分布 Fig.9 Temperature field distribution under IGBT chip heating 温度/℃ 36.93 35.74 34.54 33.35 32.16 30.96 29.77 28.58 27.39 26.19 25.00 温度/℃ 36.93 35.74 34.54 33.35 32.16 30.96 29.77 28.58 27.39 26.19 25.00 y z x y z x 出口 104 第 1 期 图 12 基于线路条件的损耗和结温变化曲线 Fig.12 Curves of loss and junction temperature based on line condition 图 11 车速曲线 Fig.11 Curve of vehicle speed （a）损耗 （b）结温 水温度 65 ℃， 通过程序可以计算出一个单元的 IGBT 芯片和二极管芯片在单个周期内平均的损 耗，其中 IGBT 芯片的通态损耗为 194.0 W、开通损 耗为 201.7 W、 关断 损耗为 168.8 W、 总损耗为 564.5 W，二极管芯片的通态损耗为 27.0 W、反向恢 复损耗为 37.8 W、总损耗为 64.8 W。 还可以计算出 IGBT 和二极管的周期平均结温分别为 128.79 ℃和 74.98 ℃。 基于同样的输入参数， 利用程序可以计算出 IGBT 模块持续工作时一个单元的 IGBT 芯片和二 极管芯片能量耗散及结温周期变化曲线， 如图 10 所示。 由图 10 可以看出一个开关周期内，IGBT 和 二极管芯片的能量耗散随着相位角改变而发生变 化，相应的结温在其周期平均结温的附近波动。 利用程序还可以计算复杂工况下的损耗及结 温。图 11 是电动汽车在某线路条件下的车速曲线， 可以看出电动汽车在运行过程中频繁出现起步、加 速、匀速、减速、停车等工作模式。 借助车辆动力学 和电机拖动的知识以及电动汽车仿真软件Advisor 进行性能仿真，可以得到电机控制器在不同时刻的 电压、电流、输出频率、功率因数等电气参数，将这 些电气参数提供给损耗及结温计算程序可以得到 IGBT 模块一个单元的芯片损耗和结温曲线 （见图 12）。由图 12（a）可以看出不同工作模式下的损耗会 产生明显的差异，根据式（16）可知不同时刻的芯片 结温取决于芯片损耗功率、瞬态热阻抗和冷却水温 度，因 IGBT 模块的热容较小且冷却水温度恒定，因 此，图 12（b）表示的芯片结温变化规律与损耗差异 很小。由于图 6 所示的 IGBT 模块散热模型中，并未 体现同一模块中不同芯片的热耦合效应，导致 IG鄄 BT 芯片的发热未对二极管芯片结温产生影响，反 之亦然。 基于数据手册的 IGBT 模块散热模型计算 结温时， 还需要考虑一定的温度裕度， 才能保证 丁杰，等：高功率密度电机控制器的 IGBT 模块损耗及结温计算 60 40 20 0 0 200 400 600 800 1000 1200 车 速/km·h-1 t/s 0 200 400 600 800 1000 1200 t/s １２０ １００ ８０ ６０ 温 度/℃ IGBT 二极管 0 200 400 600 800 1000 1200 t/s 500 400 ３００ ２００ 100 0 损 耗/Ｗ IGBT 二极管 图 10 能量耗散与结温周期变化曲线 Fig.10 Curves of energy dissipation vs junction temperature periodic variation （a）能量耗散 （b）结温 240 180 120 60 0 -90 0 90 180 270 相位角/（°） 能 量 耗 散/mJ IGBT 二极管 140 120 100 80 60 -90 0 90 180 270 结 温/℃ 相位角/（°） IGBT 二极管 IGBT 周期平均 二极管周期平均 105 电 源 学 报 总第 75 期 丁杰 IGBT 模块的安全可靠运行。 为解决热耦合效应的问题，损耗计算部分仍可 采用前面所述方法，结温计算部分可以先通过 CFD 计算得到精细网格的对流换热系数分布，然后将对 流换热系数分布映射在粗糙网格的有限元模型中， 再提取有限元模型的热阻矩阵和热容矩阵，最后通 过模型降阶法缩聚矩阵的自由度，从而实现瞬态温 度场的快速准确计算[8,9] 。 借助开发的程序，将损耗 计算部分与瞬态温度场快速计算部分进行迭代，可 更加准确地得到复杂工况下的损耗和结温，这些内 容将在后续工作中开展。 6 结语 本文介绍了高功率密度电机控制器中 FS800R 07A2E3 型 IGBT 模块损耗和结温计算的方法，并提 出了利用 CFD 计算完善数据手册热性能参数的方 法， 开发的程序不仅可以计算 IGBT 模块持续工作 时一个开关周期内能量耗散和结温随相位角变化 的结果，还可以基于线路条件计算不同时刻的损耗 和结温，具有简单易用且适合工程应用的特点。 针 对现有简化的散热模型中未体现同一模块中不同 芯片的热耦合效应， 不能考虑 IGBT 和二极管芯片 彼此之间的发热与温升的相互影响，后续将利用开 发的程序与瞬态温度场开展联合计算，从而更加准 确地计算损耗和结温， 为 IGBT 模块的疲劳寿命预 估奠定基础。